Fuentes Conmutadas!

Fuentes De Alimentación Conmutadas!

Las fuentes conmutadas fueron desarrolladas inicialmente para aplicaciones militares y aeroespaciales en los años 60, por ser inaceptable el peso y volumen de las lineales, se han desarrollado desde entonces diversas topología y circuitos de control, algunas de ellas son de uso común en fuentes conmutadas para aplicaciones industriales y comerciales

RECTIFICACIÓN Y FILTRO DE ENTRADA

Las fuentes conmutadas son convertidores cc-cc, por lo que la red debe 

ser previamente rectificada y filtrada con una amplitud de rizado aceptable. La mayoría de las fuentes utilizan el circuito de la figura para operar desde 90 a 132 Vac o de 180 a 260 Vac según sea la posición del conmutador.

En la posición de abierto se configura como rectificador de onda completa obteniéndose aproximadamente 310 Vcc desde la red de 220 Vac. En la posición de cerrado el circuito funciona como rectificador doblador de tensión, obteniéndose también 310 Vcc a partir de 110 Vac.

Para evitar sobrecalentamientos los condensadores electrolitos de filtro (C1 y C2) deben ser de bajo ESR (baja resistencia interna) y de la tensión adecuada. Es conveniente conectar en paralelo con estos otros condensadores tipo MKP para mejor desacoplo de alta frecuencia de conmutación. Los rectificadores deben soportar una tensión inversa de 600v.

PICO DE ARRANQUE

Al arrancar una fuente conmutada, la impedancia presentada a la red es muy baja al encontrarse los condensadores descargados, sin una resistencia en serie adicional la corriente inicial sería excesivamente alta. En la Fig.1, TH1 y TH2 son resistencias NTC (coeficiente negativo de temperatura), que limitan esta corriente a un valor aceptable. Las fuentes de media y gran potencia disponen de circuitos activos con resistencia limitadora que se cortocircuito por medio de relés o de conmutadores estáticos cuando ya están los condensadores cargados. En el caso de las fuentes de AMV se utiliza un transistor MOS-FET de potencia.

PROTECCIÓN CONTRA TRANSITORIOS

Además del filtrado de ruidos reinyectados a la red que incorporan las fuentes conmutadas, es aconsejable la utilización de un varistor conectado a la entrada para proteger contra picos de tensión generados por la conmutación en circuitos inductivos de las proximidades o por tormentas eléctricas.

CONFIGURACIONES BÁSICAS

Las fuentes conmutadas son de circuitos relativamente complejos, pero podemos siempre diferenciar cuatro bloques constructivos básicos:

1) En el primer bloque rectificamos y filtramos la tensión alterna de entrada convirtiéndola en una continua pulsante.

2) El segundo bloque se encarga de convertir esa continua en una onda cuadrada de alta frecuencia (10 a 200 kHz.), la cual es aplicada a una bobina o al primario de un transformador.

3) El tercer bloque rectifica y filtra la salida de alta frecuencia del bloque anterior, entregando así una corriente continua pura.

4) El cuarto bloque se encarga de comandar la oscilación del segundo bloque. Este bloque consiste de un oscilador de frecuencia fija, una tensión de referencia, un comparador de tensión y un modulador de ancho de pulso (PWM). El modulador recibe el pulso del oscilador y modifica su ciclo de trabajo según la señal del comparador, el cual coteja la tensión continua de salida del tercer bloque con la tensión de referencia.

- Aclaración: ciclo de trabajo es la relación entre el estado de encendido y el estado de apagado de una onda cuadrada.

En la mayoría de los circuitos de fuentes conmutadas encontraremos el primer y el tercer bloque como elementos invariables, en cambio el cuarto y el segundo tendrán diferentes tipos de configuraciones. A veces el cuarto bloque será hecho con integrados y otras veces nos encontraremos con circuitos totalmente transistorizados.

El segundo bloque es realmente el alma de la fuente y tendrá configuraciones básicas: BUCK, BOOST, BUCK-BOOST.

Buck: el circuito interrumpe la alimentación y provee una onda cuadrada de ancho de pulso variable a un simple filtro LC. La tensión aproximada es Vout = Vin * ciclo de trabajo y la regulación se ejecuta mediante la simple variación del ciclo de trabajo. En la mayoría de los casos esta regulación es suficiente y sólo se deberá ajustar levemente la relación de vueltas en el transformador para compensar las pérdidas por acción resistiva, la caída en los diodos y la tensión de saturación de los transistores de conmutación.

Boost: el funcionamiento es más complejo. Mientras el Buck almacena la energía en una bobina y éste entrega la energía almacenada más la tensión de alimentación a la carga.

Buck-Boost: los sistemas conocidos como Flyback son una evolución de los sistemas anteriores y la diferencia fundamental es que éste entrada a la carga sólo la energía almacenada en la inductancia. El verdadero sistema Boost sólo puede regular siendo Vout mayor que Vin, mientras que el Flyback puede regular siendo menor o mayor la tensión de salida que la de entrada.

CONFIGURACIONES BÁSICAS RECOMENDADAS

Las configuraciones más recomendadas por los fabricantes se diferencian en potencia, modo, precio, utilidad y calidad. Son muy comunes las siguientes configuraciones:

CIRCUITO DE POTENCIA:

• Convertidores DC (Buck) - 5 Watts

• Flyback - 50 Watts

• Forward (Boost) - 100 Watts

• Half-Bridge - 200 Watts

• Full-Bridge - 500 Watts

FLYBACK:

• Rango desde 50 hasta 100 vatios.

• Variación del voltaje de entrada: Vin +10%, -20%

• Eficiencia del convertidor: h = 80%

• Regulación por variación del ciclo de trabajo: d (max) = 0.4

• Máx. Corriente de trabajo en el transistor:

Iw = 2 Pout / (h d(max) Vin(min) 1.41 ) = 5.5 Pout / Vin

Dada su sencillez y bajo costo, es la topología preferida en la mayoría de los convertidores de baja potencia (hasta 100 w).

En la figura se muestran los principios de esta topología de fuente conmutada:

Cuando «T» conduce, la corriente crece linealmente en el primario del transformador, diseñado con alta inductancia para almacenar energía a medida que el flujo magnético aumenta.

La disposición del devanado asegura que el diodo «D» está polarizado en sentido inverso durante este período, por lo que no circula corriente en el secundario. Cuando «T» se bloquea, el flujo en el transformador cesa generando una corriente inversa en el secundario que carga el condensador a través del diodo alimentando la carga. Es decir, en el campo magnético del transformador se almacena la energía durante el período «ON» del transistor y se transfiere a la carga durante el período «OFF» (FLYBACK). El condensador mantiene la tensión en la carga durante el período «ON».

La regulación de tensión en la salida se obtiene mediante comparación con una referencia fija, actuando sobre el tiempo «ON» del transistor, por tanto la energía transferida a la salida mantiene la tensión constante independientemente del valor de la carga o del valor de la tensión de entrada.

La variación del período «ON» se controla por modulación de ancho de pulso (PWM) a frecuencia fija, o en algunos sistemas más sencillos por autooscilación variando la frecuencia en función de la carga.

NOTA-->En el regulador flyback se puede variar sutilmente el modo de trabajo, continuo o discontinuo:

Modo Discontinuo: es el modo Boost estrictamente, donde la energía se vacía completamente del inductor antes de que el transistor vuelva a encenderse.

Modo Continuo: antes que la bobina se vacié enciende nuevamente el transistor. La ventaja de este modo radica en que el transistor sólo necesita conmutar la mitad de un gran pico de corriente para entregar la misma

potencia a la carga.

FLYBACK de salidas múltiples:

La figura muestra la simplicidad con que pueden añadirse salidas aisladas a un convertidor Flyback.

Los requisitos para cada salida adicional son un secundario auxiliar, un diodo rápido y un condensador. Para la regulación de las salidas auxiliares suele utilizarse un estabilizador lineal de tres terminales a costa de una pérdida en el rendimiento.

FORWARD (DIRECTO):

• Rango desde 50 hasta 250 vatios.

• Variación del voltaje de entrada: Vin +10%, -20%

• Eficiencia del convertidor: h = 80%

• Regulación por variación del ciclo de trabajo: d(max) = 0.4

• Máx. corriente de trabajo en el transistor:

Iw = Pout / ( h d(max) Vin(min) 1.41 ) = 2.25 Pout / Vin

Es algo más complejo que el sistema Flyback aunque razonablemente sencillo y rentable en cuanto a costes para potencias de 100 a 250w.

Cuando el transistor conmutador «T» está conduciendo «ON», la corriente crece en el primario del transformador transfiriendo energía al secundario. Como quiera que el sentido de los devanados el diodo

D2 está polarizado directamente, la corriente pasa a través de la inductancia L a la carga, acumulándose energía magnética en L. Cuando «T» se apaga «OFF», la corriente en el primario cesa invirtiendo la tensión en el secundario. En este momento D2 queda polarizado inversamente bloqueando la corriente de secundario, pero D3 conduce permitiendo que la energía almacenada en L se descargue alimentando a la carga. El tercer devanado, llamado de recuperación, permite aprovechar la energía que queda en el transformador durante el ciclo «OFF» devolviéndola a la entrada, vía D1.

Contrariamente al método Flyback, la inductancia cede energía a la carga durante los períodos «ON» y «OFF», esto hace que los diodos soporten la mitad de la corriente y los niveles de rizado de salida sean más bajos.

FORWARD de salidas múltiples:

Por cada salida adicional es necesario un secundario auxiliar, dos diodos rápidos, una inductancia y un condensador de filtro. Esto hace que sea más costoso que el Flyback.

Para mejorar la regulación en las salidas auxiliares se utilizan estabilizadores lineales.

PUSH-PULL (Contrafase):

• Rango desde 100 hasta 500 vatios.

• Variación del voltaje de entrada: Vin +10%, -20% 

• Eficiencia del convertidor: h = 80%

• Regulación por variación del ciclo de trabajo: d(max) = 0.8

• Máx. corriente de trabajo en el transistor:

Iw = Pout / ( h d(max) Vin(min) 1.41 ) = 1.4 Pout / Vin (FORWARD)

• Máx. tensión de trabajo del transistor: Vw = 2 Vin(max) 1.41 + tensión de protección

Esta topología se desarrolló para aprovechar mejor los núcleos magnéticos.

En esencia consisten en dos convertidores Forward controlados por dos entradas en contrafase. Los diodos D1 y D2 en el secundario, actúan como dos diodos de recuperación. Idealmente los períodos de conducción de los transistores deben ser iguales, el transformador se excita simétricamente y al contrario de la topología Forward no es preciso prever entrehierro en el circuito magnético, ya que no existe asimetría en el flujo magnético y por tanto componente continua. Ello se traduce en una reducción del volumen del núcleo del orden del 50% para una misma potencia.

Una precaución que debe tenerse en cuanta en este tipo de circuitos es que las características de conmutación de los transistores deben ser muy similares, y los devanados tanto en primario como en secundario han de ser perfectamente simétricos, incluso en su disposición física en el núcleo.

También se ha de tener en cuenta, que los transistores conmutadores soportan en estado «OFF» una tensión doble de la tensión de entrada.

HALL-BRIDGE (Semipuente):

• Rango desde 100 hasta 500 vatios.

• Variación del voltaje de entrada: Vin +10%, -20% 

• Eficiencia del convertidor: h = 80% 

• Regulación por variación del ciclo de trabajo: d(max) = 0.8 Máx. corriente de trabajo en el transistor:

Iw = 2 Pout / ( h d(max) Vin(min) 1.41 ) = 2.8 Pout / Vin (FORWARD)

• Máx. tensión de trabajo del transistor: Vw = Vin(max) 1.41 + tensión de protección

Es la topología más utilizada para tensiones de entrada altas (de 200 a 400v) y para potencias de hasta 2000w.

En la figura se aprecia que el primario del transformador está conectado entre la unión central de los condensadores del desacoplo de entrada y la unión de la fuente de T1 y el drenador de T2. Si se dispara alternativamente los transistores T1 y T2 conecta el extremo del primario a +300v y a 0v según corresponda, generando una onda cuadrada de 155v de valor máximo, la cual con una adecuada relación de espiras, rectificada y filtrada se obtiene la tensión de salida deseada.

Una ventaja de este sistema es que los transistores soportan como máximo la tensión de entrada cuando están en «OFF», mientras que en los sistemas Flyback, Push-Pull y Forward, esta tensión es cuando menos el doble. Ello permite, cuando la tensión de entrada es la red rectificada, la utilización de transistores de 400 a 500v, mientras que en las otras configuraciones se requerirían transistores de 800 a 1000v.La regulación se logra comparando una muestra de la salida con una tensión de referencia para controlar el ancho del estado de conducción de los transistores.

Algunas de las ventajas del semipuente son:

• Núcleos más pequeños. 

• Baja dispersión de flujo magnético. 

• La frecuencia en los filtros de salida es el doble de la frecuencia de conmutación.

• Filtro de reducidas dimensiones. 

• Bajo ruido y rizado de salida. 

• Fácil configuración como salidas múltiples. 

• Ruido radiado relativamente bajo.

La mayor desventaja consiste en que el primario del transformador trabaja a la mitad de la tensión de entrada y por tanto circula el doble de corriente por los transistores que en el caso de topología puente que se verá a continuación.

BRIDGE (Puente):

• Rango desde 500 hasta 1000 vatios 

• Variación del voltaje de entrada: Vin +10%, -20% 

• Eficiencia del convertidor: h = 80% 

• Regulación por variación del ciclo de trabajo: d(max) = 0.8 

• Máx. corriente de trabajo en el transistor:

Iw = Pout / ( h d(max) Vin(min) 1.41 ) = 1.4 Pout / Vin (FORWARD)

• Máx. tensión de trabajo del transistor: Vw = Vin(max) 1.41 + tensión de protección

Para potencias superiores a 2000w, las corrientes en los transistores de conmutación son excesivas. La figura muestra la topología básica de un convertidor puente, donde los transistores en ramas opuestas del puente T1 y T4 son disparados en fase y T2 y T4 en contrafase. La amplitud de la onda cuadrada en el primario del transformador es por tanto de 310v, doble que en la topología semipuente y por tanto mitad de corriente para una misma potencia.

El empleo de cuatro transistores que deben ser excitados por separado, hace que el circuito de disparo sea más complejo.

Si la conmutación en ambas ramas está algo desbalanceada hace que aparezca una componente continua en el transformador produciendo la saturación del núcleo magnético, se evita con la introducción del condensador C1 en serie con el primario del transformador.

CASO PRÁCTICO DE UNA FUENTE CONMUTADA:

Diseño de una fuente conmutada

MATERIAL:

1 UA78S40PC

1 CAPACITOR 4.7n Fd.

1 CAPACITOR 100u Fd.

1 BOBINA DE 32u hy.

1 RESISTOR 1.2k, 101, 0.1, 1, 47ohms.

1 POTENCIOMETRO.

1 DIODO de 8 AMP.

DESARROLLO:

Para el desarrollo de está práctica nos basamos en el convertidor de dc-dc de subida, el voltaje de entrada es de 12 volts y a la salida tenemos 24 volts de dc. para el cálculo de esta práctica nos basamos en las fórmulas de diseño en las hojas de especificación del circuito 78s40 de motorola.

Ahora mostramos el diseño con estas formulas:

Datos:

VS=Vin=12.

Vout= 24

Iout=1 amp.

Vripple= 1% = voltaje rizo.

ton=1.1471toff

ton>=10us ; toff>=10us.

(ton+toff)<=50us.

toff=10us.

CT=45x10-5x toff =45 x10-5 x10us= 4.5nFd aprox. 4.7nFd.

Por lo tanto :

ton=10.44us x 1.1471 = 11.98us

Se decidió poner un capacitor de 100ufd. a 63 volts.

R1+R2=24Kohm

R1= Potenciometro de 25K.

Con estos valores de resistores, capacitores y bobina se procedió al armado del convertidor. cabe señalar que para la construcción de la bobina se uso un toroide. aquí mostramos el circuito terminado:

MEDICIONES:

Se midió el voltaje rizo y fue de : .525 volts que se aproxima a nuestros valores de cálculo, también se puso a la salida 2 focos, se midió la corriente y fue de .95 amp, y el voltaje de salida fue de 23.9 volts este valor se acerco mucho al calculado.

Se pusieron distintas cargas, para valores de impedancia que no pidieran más corriente mayor a 1 ampere el voltaje se mantenía constante, pero al pedirle más corriente el voltaje de salida se caía, como era lo pensado. por lo general el convertidor funciono correctamente en los rangos aceptables.

REGULADORES CON CONMUTACIÓN EN EL PRIMARIO.

En la figura muestra el circuito básico de un regulador con conmutación en el primario. La tensión de la red es rectificada directamente por medio de un puente de diodos. Los condensadores alisadores conectados en serie C1, C2, tienen entonces cada uno una tensión de 150 V. Con los transistores conmutadores, T1 y T2, las tensiones

* U1 +150 V, si T1 conduce

* -150 V, si T2 conduce

pueden ser aplicadas alternativamente al arrollamiento primario del transformador de alta frecuencia. El primario esta conectado al rectificador de red de tal manera que por el no circula corriente continua. Esto evita que el transformador se sature si los tiempos de conducción de T1 y T2 no son iguales.

La tensión alterna del secundario del transformador es rectificada por un circuito puente. Esta conexión particular es preferible para este tipo de regulador ya que en un instante cualquiera sólo hay un diodo que produce perdidas. Él arrollamiento secundario adicional normalmente evitado en funcionamiento a 50 Hz no representa dificultades en la operación de alta frecuencia. Estos aspectos son particularmente importantes para generar pequeñas tensiones de salida, ya que los diodos D1 y D2 son la principal causa de perdida. Para mantener en el mínimo las perdidas estática y dinámica se recomienda utilizar diodos de potencia Schottky, por ejemplo los tipos MBR3520....MBR7545 de motorota.

De la misma manera que para el regulador con conmutación en el secundario, el aislamiento de la tensión de salida se obtiene por medio de un elemento LC.

La unidad de control es en principio idéntica a la del regulador con conmutación en el secundario. Sin embargo, se requiere un circuito exitador adicional para distribuir la señal de conducción al transistor conmutador apropiado. Como los transistores están conectados al primario del transformador y el circuito exitador tiene una unidad de control para el secundario, los transistores deben estar aislados del circuito

exitador. Para la transmisión de impulsos de u optoacopladores.

Con el fin de que la disipación de potencia de los transistores conmutadores pueda ser pequeña, deben ser conmutados en conexión y desconexión tan rápidamente como sea posible y nunca deben estar conduciendo simultáneamente. Con el diseño optimo se pueden obtener rendimientos de más del 80%. La unidad de control se puede adquirir como circuito integrado.

La disipación descrita también puede ser directamente alimentada por una tensión de c.c, en lugar de por una tensión de c.a, rectificada. Funciona como transformador de tensión de c.c, altamente eficiente (convertidor c.a./c.c.).

REGULADORES CON CONMUTACIÓN EN EL SECUNDARIO.

En la primer figura muestra el circuito básico de un regulador con conmutación en el secundario (el regulador reductor). El transistor T1 es periódicamente puesto en estado de corte y en estado de saturación con una frecuencia de 20 kHz aproximadamente. El diodo D evita que sean inducidas altas tensiones en la reactancia durante la puesta en el corte del transistor ya que mantiene el flujo de corriente en la reactancia. Así, durante el tiempo de corte, no solo el condensador sino también la reactancia contribuyen a la corriente de salida, y de esta manera sé obtiene una tensión de salida bien aislada sin perdida de potencia.

En la segunda figura esta representado el diagrama de bloques de la unidad de control. El controlador compara la tensión de salida con la tensión de referencia. Si la tensión de salida es demasiado pequeña el ciclo de servicio ton/T de la tensión de control Vc es aumentado por el modulador. La frecuencia, f = 1 / T, de la tensión de control permanece constante en este proceso. Esta determinada por el oscilador.

Para el diseño del regulador de conmutación debemos determinar inicialmente la dependencia de la corriente de la bobina de reactancia con respecto al tiempo. Para empezar suponemos que el condensador es infinitamente grande para que la ondulación de la tensión de salida sea cero.

La ley de Farad ay de la inducción de la expresión

UL = L*d/L